一、為什麼E-MOSFET的阈值電壓随着半導體襯底摻雜濃度的提高而增大？而随着溫度的升高而下降？

【答】E-MOSFET的阈值電壓就是使半導體表面産生反型層（導電溝道）所需要加的栅極電壓。對于n溝道E-MOSFET，當栅電壓使得p型半導體表面能帶向下彎曲到表面勢ψs≥2ψB時，即可認為半導體表面強反型，因為這時反型層中的少數載流子（電子）濃度就等于體内的多數載流子濃度（～摻雜濃度）；這裡的ψB是半導體Fermi勢，即半導體禁帶中央與Fermi能級之差。阈值電壓VT包含有三個部分的電壓（不考慮襯偏電壓時）：栅氧化層上的電壓降Vox；半導體表面附近的電壓降2ΨB：抵消MOS系統中各種電荷影響的電壓降——平帶電壓VF。

在阈值電壓的表示式中，與摻雜濃度和溫度有關的因素主要是半導體Fermi勢ψB。當p型半導體襯底的摻雜濃度NA提高時，半導體Fermi能級趨向于價帶頂變化，則半導體Fermi勢ψB增大，從而就使得更加難以達到ψs≥2ψB的反型層産生條件，所以阈值電壓增大。

當溫度T升高時，半導體Fermi能級将趨向于禁帶中央變化，則半導體Fermi勢ψB減小，從而導緻更加容易達到ψs≥2ψB的反型層産生條件，所以阈值電壓降低。

二、為什麼E-MOSFET的源-漏電流在溝道夾斷之後變得更大、并且是飽和的（即與源-漏電壓無關）？

【答】E-MOSFET的溝道夾斷是指栅極電壓大于阈值電壓、出現了溝道之後，源-漏電壓使得溝道在漏極端夾斷的一種狀态。實際上，溝道在一端夾斷并不等于完全沒有溝道。當栅電壓小于阈值電壓時，則完全沒有溝道，這是不導電的狀态——截止狀态。而溝道的夾斷區由于是耗盡區，增加的源-漏電壓也主要是降落在夾斷區，則夾斷區中存在很強的電場，隻要有載流子到達夾斷區的邊緣，即可被電場拉過、從漏極輸出，因此夾斷區不但不阻止載流子通過，而相反地卻能夠很好地導電，所以有溝道、并且溝道在一端夾斷的狀态，是一種很好的導電狀态，則溝道夾斷之後的輸出源-漏電流最大。

E-MOSFET的溝道在漏極端夾斷以後，由于夾斷區基本上是耗盡區，則再進一步增加的源-漏電壓，即将主要是降落在夾斷區，這就使得未被夾斷的溝道——剩餘溝道的長度基本上保持不變；而在溝道夾斷之後的源-漏電流主要是決定于剩餘溝道的長度，所以這時的源-漏電流也就基本上不随源-漏電壓而變化——輸出電流飽和。

三、為什麼短溝道E-MOSFET的飽和源-漏電流并不完全飽和？

【答】對于短溝道MOSFET，引起輸出源-漏電流飽和的原因基本上有兩種：一種是溝道夾斷所導緻的電流飽和；另一種是速度飽和所導緻的電流飽和。

對于溝道夾斷的飽和，因為夾斷區的長度會随着其上電壓的增大而有所增大，則使得剩餘溝道的長度也将随着源-漏電壓而減短，從而就會引起源-漏電流相應地随着源-漏電壓而有所增大——輸出電流不完全飽和。不過，這種電流不飽的程度與溝道長度有關：對于長溝道MOSFET，這種夾斷區長度随源-漏電壓的變化量，相對于整個溝道長度而言，可以忽略，所以這時溝道夾斷之後的源-漏電流近似為“飽和”的；但是對于短溝道MOSFET，這種夾斷區長度随源-漏電壓的變化量，相對于整個溝道長度而言，不能忽略，所以溝道夾斷之後的源-漏電流将會明顯地随着源-漏電壓的增大而增加——不飽和。

對于速度飽和所引起的電流飽和情況，一般說來，當電場很強、載流子速度飽和之後，再進一步增大源-漏電壓，也不會使電流增大。因此，這時的飽和電流原則上是與源-漏電壓無關的。

對于短溝道MOSFET，還有一個導緻電流不飽和的重要原因，即所謂DIBL（漏極感應源端勢壘降低）效應。因為源區與溝道之間總是存在一個高低結所造成的勢壘，當源-漏電壓越高，就将使得該勢壘越低，則通過溝道的源-漏電流越大，因此輸出電流不會飽和。

總之，導緻短溝道MOSFET電流不飽和的因素主要有溝道長度調制效應和DIBL效應。

四、為什麼E-MOSFET的飽和源-漏電流與飽和電壓之間具有平方的關系？

【答】增強型MOSFET（E-MOSFET）的飽和源-漏電流表示式為

飽和電壓(VGS-VT)就是溝道夾斷時的源-漏電壓。在MOSFET的轉移特性（IDsat～VGS）曲線上，E-MOSFET的飽和源-漏電流IDsat與飽和電壓(VGS-VT)的關系即呈現為抛物線。導緻出現這種平方關系的原因有二：

①溝道寬度越大，飽和源-漏電流越大，飽和電壓也就越高；

②電流飽和就對應于溝道夾斷，而夾斷區即為耗盡層，其寬度與電壓之間存在着平方根的關系，這就導緻以上的平方結果。正因為MOSFET具有如此平方的電流-電壓關系，所以常稱其為平方率器件。

五、為什麼一般MOSFET的飽和源-漏電流具有負的溫度系數？

【答】MOSFET的飽和源-漏電流可表示為

在此關系中，因為材料參數和器件結構參數均與溫度的關系不大，則與溫度有關的因素主要有二：阈值電壓VT和載流子遷移率μn。

由于MOSFET的阈值電壓VT具有負的溫度系數，所以，随着溫度的升高，就使得MOSFET的輸出飽和源-漏電流随之增大，即導緻電流具有正的溫度系數。

而載流子遷移率μn，在室溫附近一般将随着溫度的升高而下降（主要是晶格振動散射起作用）：

式中To=300K，m=1.5～2.0。遷移率的這種溫度特性即導緻MOSFET的增益因子

也具有負的溫度系數。從而，随着溫度的升高，遷移率的下降就會導緻MOSFET的輸出源-漏電流減小，即電流具有負的溫度系數。

綜合以上阈值電壓和載流子遷移率這兩種因素的不同影響，則根據MOSFET飽和電流的表示式即可得知：

①當飽和電壓(VGS-VT)較大（即VGS>>VT）時，阈值電壓溫度關系的影響可以忽略，則輸出源-漏電流的溫度特性将主要決定于載流子遷移率的溫度關系，即具有負的溫度系數（溫度升高，IDS下降）；

②當飽和電壓(VGS-VT)較小（即VGS～VT）時，則輸出源-漏電流的溫度特性将主要決定于阈值電壓的溫度關系，從而具有正的溫度系數（溫度升高，IDS也增大）。

而對于一般的MOSFET，為了獲得較大的跨導，往往把飽和電壓(VGS-VT)選取得較大，因此可以不考慮阈值電壓的影響，于是飽和源-漏電流通常都具有負的溫度系數。也因此，一般的MOSFET都具有一定的自我保護的功能，則可以把多個管芯直接并聯起來，也不會出現因電流分配不均勻而引起的失效；利用這種并聯管芯的辦法即可方便地達到增大器件輸出電流的目的（實際上，功率MOSFET就是采用這種措施來實現大電流的）。

六、為什麼MOSFET的飽和區跨導大于線性區的跨導？

【答】飽和區與線性區都是出現了溝道的狀态，但是它們的根本差别就在于溝道是否被夾斷。電壓對溝道寬度的影響是：栅極電壓将使溝道寬度均勻地發生變化，源-漏電壓将使溝道寬度不均勻地發生變化（則會導緻溝道首先在漏極端夾斷）。

在線性區時，由于源-漏電壓較低，則整個溝道的寬度從頭到尾變化不大，這時栅極電壓控制溝道導電的能力相對地較差一些，于是跨導較小。同時，随着源-漏電壓的增大，溝道寬度的變化增大，使得漏端處的溝道寬度變小，則栅極電壓控制溝道導電的能力增強，跨導增大。

而在飽和區時，源-漏電壓較高，溝道夾斷，即在漏極端處的溝道寬度為0，于是栅極電壓控制溝道導電的能力很強（微小的栅極電壓即可控制溝道的導通與截止），所以這時的跨導很大。因此，飽和區跨導大于線性區跨導。

可見，溝道越是接近夾斷，栅極的控制能力就越強，則跨導也就越大；溝道完全夾斷後，電流飽和，則跨導達到最大——飽和跨導。

七、為什麼MOSFET的飽和跨導一般與飽和電壓成正比？但為什麼有時又與飽和電壓成反比？

【答】①在源-漏電壓VDS一定時：由E-MOSFET的飽和電流IDsat對栅電壓的微分，即可得到飽和跨導gmsat與飽和電壓(VGS-VT)成正比：

這種正比關系的得來，是由于飽和電壓越高，就意味着溝道越不容易夾斷，則導電溝道厚度必然較大，因此在同樣栅極電壓下的輸出源-漏電流就越大，從而跨導也就越大。

②在飽和電流IDsat一定時：飽和跨導gmsat卻與飽和電壓(VGS-VT)成反比：

這是由于飽和電壓越高，就意味着溝道越難以夾斷，則栅極的控制能力就越小，即跨導越小。

總之，在源-漏電壓一定時，飽和跨導與飽和電壓成正比，而在源-漏電流一定時，飽和跨導與飽和電壓成反比。

這種相反的比例關系，在其他場合也存在着，例如功耗P與電阻R的關系：當電流一定時，功耗與電阻成正比（P=IV=I2R）；當電壓一定時，功耗與電阻成反比（P=IV=V2/R）。

八、為什麼MOSFET的線性區源-漏電導等于飽和區的跨導（栅極跨導）？

【答】MOSFET的線性區源-漏電導gdlin和飽和區的栅極跨導gmsat，都是表征電壓對溝道導電、即對源-漏電流控制能力大小的性能參數。

在線性區時，溝道未夾斷，但源-漏電壓将使溝道寬度不均勻；這時源-漏電壓的變化，源-漏電導gdlin即表征着在溝道未夾斷情況下、源-漏電壓對源-漏電流的控制能力，這種控制就是通過溝道寬度發生不均勻變化而起作用的。

而飽和區的栅極跨導——飽和跨導gmsat是表征着在溝道夾斷情況下、栅-源電壓對源-漏電流的控制能力，這時剩餘溝道的寬度已經是不均勻的，則這種控制也相當于是通過溝道寬度發生不均勻變化而起作用的，因此這時的栅極跨導就等效于線性區源-漏電導：

九、為什麼在E-MOSFET的栅-漏轉移特性上，随着栅-源電壓的增大，首先出現的是飽和區電流、然後才是線性區電流？

【答】E-MOSFET的栅-漏轉移特性如圖1所示。在栅-源電壓VGS小于阈值電壓VT時，器件截止（沒有溝道），源-漏電流電流很小（稱為亞阈電流）。

在VGS>VT時，出現溝道，但如果源-漏電壓VDS=0，則不會産生電流；隻有在VGS>VT和VDS>0時，才會産生電流，這時必然有VDS >(VGS-VT)，因此MOSFET處于溝道夾斷的飽和狀态，于是源-漏電流随栅-源電壓而平方地上升。相應地，飽和跨導随栅-源電壓而線性地增大，這是由于飽和跨導與飽和電壓(VGS-VT)成正比的緣故。

而當栅-源電壓進一步增大，使得VDS<(VGS-VT)時，則MOSFET又将轉變為溝道未夾斷的線性工作狀态，于是源-漏電流随栅-源電壓而線性地增大。這時，跨導不再變化（與栅電壓無關）。

十、為什麼MOSFET的電流放大系數截止頻率fT與跨導gm成正比？

【答】MOSFET的fT就是輸出電流随着頻率的升高而下降到等于輸入電流時的頻率。器件的跨導gm越大，輸出的電流就越大，則輸出電流随頻率的下降也就越慢，從而截止頻率就越大，即fT與gm有正比關系：

由于fT與gm的正比關系，就使得fT與飽和電壓（VGS-VT）也有正比關系，從而高頻率就要求較大的飽和電壓。

十一、為什麼提高MOSFET的頻率與提高增益之間存在着矛盾？

【答】MOSFET的高頻率要求它具有較大的跨導，而在源-漏電壓一定的情況下，較大的跨導又要求它具有較大的飽和電壓（VGS-VT），所以高頻率也就要求有較大的飽和電壓。

因為MOSFET的電壓增益是在源-漏電流一定的情況下、輸出電壓VDS對栅-源電壓VGS的微分，則飽和狀态的電壓增益Kvsat将要求器件具有較小的飽和電壓（VGS-VT）：

這是由于在IDsat一定時，飽和電壓越低，飽和跨導就越大，故Kvsat也就越大。

可見，提高頻率與增大電壓增益，在對于器件飽和電壓的要求上存在着矛盾。因此，在工作電流IDsat一定時，為了提高電壓增益，就應該減小(VGS-VT)和增大溝道長度L。這種考慮對于高增益MOSFET具有重要的意義；但是這種減小(VGS-VT)的考慮卻對于提高截止頻率不利。

十二、為什麼E-MOSFET的栅-源短接而構成的MOS二極管存在着“阈值損失”？

【答】這種集成MOS二極管的連接方式及其伏安特性如圖2所示。因為栅極與漏極短接，則VGS=VDS。因此，當電壓較小（VGS=VDS<VT）時，不會出現溝道，則器件處于截止狀态，輸出電流IDS=0；當電壓高于阈值電壓（VGS=VDS≥VT）時，因為總滿足VDS>(VGS－VT)關系，于是出現了溝道、但總是被夾斷的，所以器件處于飽和狀态，輸出源-漏電流最大、并且飽和，為恒流源。

由于VGS=VDS，所以這種二極管的輸出伏安特性将與轉移特性完全一緻。因為MOSFET的飽和輸出電流IDsat與飽和電壓(VGS－VT)之間有平方關系，所以該二極管在VGS=VDS≥VT時的輸出伏安特性為抛物線關系，并且這也就是其轉移特性的關系。

所謂阈值損失，例如在門電路中，是輸出高電平要比電源電壓低一個阈值電壓大小的一種現象。由E型,栅-漏短接的MOS二極管的伏安特性可以見到，當其輸出源-漏電流IDS降低到0時，其源-漏電壓VDS也相應地降低到VT。這就意味着，這種二極管的輸出電壓最低隻能下降到VT，而不能降低到0。這種“有電壓、而沒有電流”的性質，對于用作為有源負載的這種集成MOS二極管而言，就必将會造成阈值損失。

十三、為什麼在MOSFET中存在有BJT的作用？這種作用有何危害？

【答】①對于常規的MOSFET：如圖3（a）所示，源區、漏區和p襯底即構成了一個npn寄生晶體管。當溝道中的電場較強時，在夾斷區附近的電子即将獲得很大的能量而成為熱電子，然後這些熱電子通過與價電子的碰撞、電離，就會形成一股流向襯底的空穴電流Ib；該過襯底電流就是寄生晶體管的基極電流，在熱電子效應較嚴重、襯底電流較大時，即可使寄生晶體管導通，從而破壞了MOSFET的性能。這種熱電子效應的不良影響往往是較短溝道MOSFET的一種重要失效機理。

②對于CMOS器件：在CMOS器件的芯片中，存在着npnp的四層結構——晶閘管。當其中的BJT因為熱電子效應而導通時，即可發生所謂“闩鎖效應”、而導緻器件失效。

③對于VDMOSFET：觀察圖3（b）中的結構，即可見到，當器件正向導通時，其中存在一個工作于放大狀态的寄生n-p-n晶體管（n 源區是發射區，n-外延層是集電區，p溝道是基區）。該寄生晶體管的可能導電通道是與MOSFET的ID相并聯的，故在VDMOSFET工作時，必須要注意防止寄生晶體管導通；否則，寄生晶體管的導通就可能引起二次擊穿，使得功率MOSFET完全失去功能。

為了避免VDMOSFET在正向工作時、其中寄生n-p-n晶體管的導通，可以設法使寄生晶體管的電流放大系數變得很小、甚至減至為0——采用“陰極短路技術”，即把寄生晶體管的發射極與基極短接起來，工藝上就通過把發射區（源極區）的金屬電極延伸到溝道體區的表面上來實現。因為這種陰極短路結構截斷了發射極注入載流子的功能，所以能夠防止寄生晶體管的導通。

對于VDMOSFET，在采用了陰極短路結構之後，實際上又恰恰在器件内部形成了一個p-n-n 二極管，這個二極管與VDMOSFET是反向并聯的，這也就順便地在VDMOSFET中設置了一個阻尼二極管（續流二極管），該二極管對于洩放反向電動勢、防止主體晶體管的擊穿具有重要作用。

十四、為什麼在VDMOSFET中存在有JFET的作用？有何不良影響？

【答】如圖4所示，源-漏電流是從芯片表面向下流動的，并在電流通路的兩側是pn結，因此這種電流輸運的過程，從工作原理上來看，就相當于是一個寄生JFET。從而可以把VDMOSFET等效為一個MOSFET與一個寄生JFET的串聯組合，其中很大部分n-漂移區就相當于是寄生JFET的溝道。

由于JFET的輸出交流電阻非常大，同時也因為較高的源-漏電壓而具有很大的輸出直流電阻，所以就使得VDMOSFET的導通電阻大大增加，因此n-漂移區的厚度和摻雜濃度對整個器件性能的影響都較大。

為了消除VDMOSFET中寄生JFET的影響，以降低導通電阻，就必須在結構上加以改變，由此發展出了V形槽栅、U形槽栅和溝槽（Trench）栅等結構的MOSFET。

十五、IGBT和MCT都是MOS栅極控制的功率場效應晶體管，為什麼說它們是兩種完全不同的器件？

【答】IGBT（絕緣栅雙極型場效應晶體管）和MCT（MOS控制晶閘管）的共同點主要有：

①都是MOS栅極控制的器件，則具有功率場效應晶體管的優點；

②在結構上，其中都存在着四層、三結的晶閘管結構，因此在一定條件下會出現陽極電流闩鎖效應；

③它們都可以采用多個元胞并聯的結構，因此可以獲得很大的工作電流；

④它們都是有兩種載流子參與工作的器件，因此都是雙極型的場效應晶體管，導通電阻低，但開關速度也相對地要比MOSFET的低。

IGBT和MCT的最大不同點就在于它們的工作狀态和性質不相同，因此說它們是兩種完全不同的器件：

①IGBT的工作電流主要是通過MOS溝道的電流，而其中的晶閘管電流是需要極力避免的（IGBT的最大工作電流——擎住電流就是其中晶閘管不導通時的電流），因此從本質上來看，IGBT基本上是一種MOSFET，因此IGBT具有MOS器件的許多優點，例如較強的栅極的控制能力和較低的驅動功率（因為有很大的輸入電阻和較小的輸入電容之故）。

而MCT與IGBT的恰恰相反，它的工作電流主要是晶閘管電流，至于MOS溝道的電流，則主要是起着觸發晶閘管導通或者關斷的作用，不是MCT的主要工作電流，因此從本質上來看，MCT基本上是一種晶閘管——雙極型器件，從而MCT具有導通電阻很低、耐壓很高、功率容量很大的優點。

②IGBT雖然在本質上是一種MOS器件，但又不同于一般的MOSFET，因為IGBT在導通工作時，有少數載流子注入到高阻的耐壓層（漂移區），可以産生電導調制，則它的導通電阻較小，增大了器件的電流容量（電流密度要比VDMOSFET的高2～3倍）；同時由于高阻耐壓層的引入而提高了工作電壓。因此IGBT的功率容量很大。隻是IGBT的開關速度，由于少數載流子的引入而相應地有所降低。

③雖然MCT本質上是一種晶閘管，而且MOS栅極可以關斷陽極電流，但MCT又不同于一般的可關斷晶閘管（GTO）。因為MCT實際上是一種把單極型的MOSFET與雙極型的晶閘管組合而成的複合型器件，也是一種所謂Bi-MOS器件，所以它具有MOS器件和雙極型器件二者的長處：較強的栅極控制能力，較低的驅動功率，較高的開關速度，較大功率容量。

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