RCD鉗位吸收的參數選取

RCD鉗位吸收的定量分析，以漏感尖峰能量全部消耗為基礎設計如下，全部吸收的優點是EMI好，缺點是空載功耗高，滿載效率低！所以在能效要求高的C往往選擇要要點，R選擇要大點。那麼C的上面的最高電壓和最低電壓的選取決定了C值！根據RC充放電常數選取，可以計算出R值！

1、 為什麼要用鉗位電路

反激式變換器多為單管模式，這樣開關管上的電壓就是直流母線上的電壓，變壓器複位電壓（反沖電壓）和變壓器漏感的感生電動勢。前兩者的電壓都是确定值，也是必須計算在内的。二變壓器漏感産生的感生電動勢則是不希望出現的，特别是開關管的關斷速度極快時，變壓器漏感的感生電動勢将非常高!即：

e=Ldi/dt

對于MOSFET來說，在100ns關斷峰值電流絕對是正常的。如果反激式開關電源的輸出功率為24W、開關頻率為63kHz、交流電源電壓範圍85-265V,對應變壓器漏感将達到20-50Uh,開關管峰值電流1.5A-2A。這時變壓器漏感所産生的感應電動勢為300V-1kV。在最高直流母線電壓（370V）、變壓器複位電壓（80V）,開關管将承受的電壓為750V-1450V。如果采用耐壓1500V的MOSFET作為開關管絕對是不可行的，也是在工程上不允許的，需要将開關管的耐壓降到600-700V。這樣就要對開關管的電壓進行箝位。一限制開關管的實際工作電壓峰值。

其基本原理為将變壓器漏感儲能轉移到箝位電容器中，即:

(1/2)LrI2M =(1/2)C(V22-V12)

式中 Lr--------------變壓器漏感

IM-----------------------開關管峰值電流

V2----------------------箝位後箝位電容器電壓

V1------------------------箝位前箝位電容器電壓。對應的箝位電容的電容容量應為

C= LrI2M/(V22-V12)

3、 箝位電路參數的選擇

1、 箝位電容的選擇

如果反激式開關電源的輸出功率為24W、開關頻率為63kHz、交流電源電壓範圍85-265V，對應變壓器漏感将達到50uH，開關管峰值電流2A，箝位電容器的箝位前電壓為80V,箝位後電壓為200V。則箝位電容器的電容量為：

C= LrI2M/(V22-V12)

=50*10-6*22uF/(2002-802)

=6nF

一般選擇6.8nF電容量耐壓選擇400V。

需要注意的是，箝位電容器需要流過比較大的峰值電流，需要具有比較大的du/dt。對于400V耐壓的電容器可以選擇聚酯電容器或陶瓷電容器。但是，陶瓷電容器需選擇COG或NPO介質，否則損耗因數過大可導緻電容器過熱。

2、 箝位電路的放電電阻的選擇

在箝位電容器的箝位過程中，箝位電容器電壓上升，這個升高的電容器電壓如果不在下一個箝位過程釋放，則下一個箝位過程就會失效，導緻開關管關斷過程的電壓可能超過額定電壓值，從而被過電壓擊穿。因此需要将箝位電容器在箝位過程中升高的電壓通過電阻放電的方式洩放到箝位過程前的數值。

為了盡可能地減小放電電阻的損耗，放電電阻應在開關管再次關斷前将箝位電容器的電壓洩放到變壓器複位電壓值。

為什麼要這樣？原因很簡單，就是為了盡可能地降低放電電阻的損耗。也就是說，電阻上的電壓有效值的平方除以電阻值，為RCD箝位電路的損耗功率，如果放電電阻大，那麼放電電流小，放電功率也小。但是有可能在下一次箝位初期的箝位電容的初始電壓高于前一次箝位初始電壓，迫使箝位電壓上升，最後還是以增加放電電阻的損耗而告終；如果放電電阻小，則放電電流大，放電功率随之增大。綜合以上因素，放電電阻應選擇能使箝位電容器電壓在下一次箝位作用前的初始電壓與本次箝位作用前電壓相等，即：

V=V1（1-eT/RC）

假設，V等于V1一半時，對應的RC值與開關周期T的關系為：

R=0.693T/C

式中 T--------開關周期。

放電電阻的功率近視為：

PR=(V1-V/2)2/R

3、 箝位電路的阻斷二極管的選擇

最後是選擇RCD箝位電路的阻斷二極管，通常選擇超快反向恢複二極管，額定電流至少為開關管實際工作電流峰值一半，額定電壓需要不低于直流母線電壓。

4、 RCD箝位電路付出的代價

RCD箝位是最簡單的箝位方式，由于放電電阻的電壓高于變壓器複位電壓，因此在放電電阻所消耗的功率不僅僅是變壓器漏感的儲能，還有變壓器勵磁電感釋放的儲能部分，。而這一部分是應該輸送到輸出的功率，在放電電阻上消耗掉，電壓自然會降低效率。

4、 箝位二極管的箝位電路

反激式開關電源的另一種箝位方式是采用類似于穩壓二極管的"電壓瞬變抑制二極管"來箝位開關管漏-源極電壓峰值。在理論上，采用電壓瞬變二極管可以使箝位時間大大縮短，所消耗的箝位功率也會比RCD箝位低一些。

過去電壓瞬變抑制二極管箝位之所以沒有被普遍應用的最主要的原因是這類二極管價格昂貴。20年前，一個連續功耗2.5W，瞬時功率1500W的電壓瞬變抑制二極管的零售價格接近每隻10元人民币，這是一般的反激式開關電源絕不會采用的。

近年來，随着電壓瞬變抑制二極管的國産化和大量的應用，電壓瞬變抑制二極管的價格已經可以比較輕松地應用在反激式開關電源中，采用電壓瞬變抑制二極管的箝位電路如下圖所示。

圖中VD1為電壓瞬變抑制二極管

需要注意的是，采用電壓瞬變抑制二極管來箝位，希望變壓器和開關管的寄生電容越小越好。

5、 繞組式箝位電路

早期反激式開關電源還有采用繞組箝位方式如下圖所示

6、 這種方式似乎合乎理論，單實際上變壓器一次側繞組與複位繞組之間還是存在漏感，這一部分漏感無法箝位，因此采用繞組式箝位電路在實際上是無效的，它在正激式開關電源中作為磁通複位的箝位有效，但在反激式開關電源的磁通複位時通過變壓器二次繞組通過輸出整流二極管向輸出端釋放儲能實現的，也就是說，在反激式開關電源的磁通複位電壓有輸出端電壓決定。